淺談船舶絕緣在線監測係統的設計與產品選型

更新時間：2023-05-11 | 點擊率：602

王丹丹

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摘要:針對船舶供電係統電纜的絕緣狀態問題，設計了一款電纜絕緣在線監測裝置。裝置采用低頻交流注入法，在IT係統的中心點注入低頻的交流信號，通過取樣電路和A/D量化檢測注入信號在電路中的響應，采用FIR濾波器及DFT算法提取注入信號，計算出係統的絕緣電阻和分布電容。基於(yu) MCGS嵌入版組態軟件開發出人機交互界麵，使測量裝置操作更加便捷，更方便地監控IT係統的絕緣狀態。實驗驗證該方法切實可行，裝置測量精度高，數據穩定性好，能更好地評估係統的絕緣狀態。

關(guan) 鍵詞：絕緣在線監測；船舶絕緣在線監測係統；

1引言

由於(yu) 船舶的工作環境十分惡劣，因此船舶電力網絡係統很容易發生絕緣故障。船舶供電係統一般采用IT係統。IT係統是指中性點不接地或經高電阻接地的低壓配電網絡。根據IEC等相關(guan) 標準規定，當IT係統發生第一次單相接地故障或絕緣電阻低於(yu) 規定的整定值時，可繼續運行，但應有絕緣監測器發出報警信號。

目前，用於(yu) IT係統絕緣檢測的方法主要有直流疊加法、單頻法、雙頻法、“S"注入法和零序電流法。幾種檢測方法中，直流法監測的是整個(ge) 電網的絕緣情況，無法判斷具體(ti) 的某一線路，需在各支路加裝互感器後能夠進行選線，但是無法測量係統的分布電容大小。雙頻法需要給電網輸入兩(liang) 種不同頻率的檢測信號，使得整個(ge) 檢測網絡變得複雜，極大地降低了檢測設備工作的可靠性；“S"注入法通常用於(yu) 判斷電網電力網絡的單相接地故障，無法判斷整個(ge) 電力網絡的絕緣問題。單頻法原理簡單，能同時測量出係統絕緣電阻和分布電容，克服了雙頻法變頻控製裝置複雜等弊端。

2在線絕緣監測技術原理

低頻交流注入法是在IT供電係統的絕緣變壓器的負荷中性點注入一個(ge) 低頻交流信號，通過實時監測IT係統的等效絕緣電阻和分布電容，實現對供電係統整體(ti) 絕緣狀態的監測。

在IT係統絕緣度下降之前，線路絕緣電阻遠大於(yu) 負載電阻，所以注入源的電流對絕緣電阻的影響非常微弱。同時，由於(yu) IT供電係統三相呈對稱性，隔離變壓器低壓側(ce) 中性點與(yu) 絕緣變壓器的負荷中性點之間不存在電位差，且不接地。因此，低頻注入源和負載之間沒有形成電路，不考慮在負載上產(chan) 生電流。

等效電路圖如圖1所示，其中R0為(wei) 限流電阻，R，C分別為(wei) 供電係統三相對地絕緣電阻和分布電容的並聯值，對供電係統進行在線監測時，將對電路中的A，B，C三點的電壓進行取樣，分別為(wei) UA，UB，UC。

圖1等效電路圖

C點和A點的電壓差除以R0，就可以得到回路中的電流I。

B點和C點的電壓差除以回路中的電流，就可以得到R和C並聯的阻抗。

根據R，C並聯的公式就可以解出R和C的值。其中θ為(wei) R和C並聯阻抗的相位角。f為(wei) 注入源信號的頻率。

因為(wei) 式(3)計算的是三相對地絕緣電阻的並聯值，所以實際上R=R1//R2//R3。低頻交流注入法它的優(you) 點在於(yu) 能夠監測IT係統中等效電容，從(cong) 而可以將絕緣電阻和分布電容共同評估IT係統的絕緣性能。

3係統硬件設計

絕緣監測裝置的係統總體(ti) 設計結構如圖2所示。絕緣監測硬件電路主要包含低頻信號源產(chan) 生電路，A/D轉換，MCU控製單元。主控芯片采用STM32F4係列MCU，該係列芯片是集成了單周期DSP指令和FPU，可以進行複雜的計算和控製。

係統中MCU生成兩(liang) 路PWM信號控製兩(liang) 片UCC21540驅動場效應管構成的全橋電路產(chan) 生2.5Hz的交流信號，將其注入到IT係統中，經取樣電路提取信號後放大，濾波，然後送入A/D進行量化。A/D采集模塊采用具有並行采集八路信號能力的高精度A/D芯片ADS1278，實時采集線路的電壓和電流信號。量化後的數據通過串行外設接口 (SPI)串行傳(chuan) 送給MCU，進行FIR濾波。將濾波後的信號進行分析運算，得到注入信號的頻率分量的大小和相位。

所有的測試結果通過RS485總線傳(chuan) 輸到上位機，當IT係統的絕緣電阻低於(yu) 設定的閾值時，監控裝置能夠發出報警信號。

4軟件設計

4.1主控程序設計

軟件設計采用模塊化的設計思路，包含信號源需要的PWM信號產(chan) 生程序，A/D轉換程序，FIR濾波設計，DFT算法程序，RS485通訊程序等。係統上電首先進行硬件配置，RS485初始化，A/D模塊初始化，然後產(chan) 生兩(liang) 路PWM信號輸出到信號源產(chan) 生電路，啟動數據采集程序，將A/D轉換得到的數據進行濾波，濾波後的信號進行DFT計算，從(cong) 而計算出係統的絕緣電阻和分布電容，將計算的數據傳(chuan) 給上位機。主程序流程圖如圖3所示。

圖3主程序流程圖

4.2FIR濾波器設計

考慮到軟件計算時間和硬件存儲(chu) 空間，濾波階數不宜過多，所以將通帶適當放寬，阻帶信號衰減設為(wei) 60dB，采樣率為(wei) 24K，通帶截止頻率為(wei) 5Hz，阻帶截止頻率為(wei) 50Hz，計算出達到設定的濾波效果需要1053階[16]。圖4為(wei) 該濾波器的幅頻響應。由圖4中可以看到，在50Hz及之後的頻率段信號衰減到60dB以下，有效的抑製了采樣信號中工頻信號和其它高次諧波的幹擾。

圖4幅頻響應

為(wei) 了驗證設計的濾波器的性能，用Matlab產(chan) 生一個(ge) 由2.5Hz，50Hz，350Hz頻率疊加的信號，讓其通過濾波器進行濾波，通過觀察濾波結果來驗證濾波器的性能。如圖5、6分別為(wei) 信號濾波前及濾波後的幅頻響應及時域波形。

圖6時域波形

由圖5可以看出，經過FIR低通濾波後，注入的2.5Hz信號被保留，濾除了工頻信號和其他噪聲。

5實驗結果分析

5.1離線狀態下測試結果

裝置調試完成後，在離線狀態下對其進行測試。實驗室條件下，利用電阻箱中不同阻值的電阻和不同容量的電容等效電纜的絕緣電阻和分布電容。

表1針對電阻和電容並聯的情況進行測試。表1記錄了當電阻為(wei) 10K和100K的情況下，並聯不同大小的電容時，電阻，電容以及兩(liang) 者並聯的阻抗的相位角。表中的數據表明，當電阻的值較小時，電容的大小對電阻的測量值影響很小，電阻的測量誤差在1%左右，電容的測量值幾乎WU誤差；當電阻的值較大時，並聯的電容越大，對電阻的測量值影響也越大，電阻的測量誤差在10%左右。5.2在線狀態下測試結果離線狀態下對裝置的測試，驗證了本文提出的測量方法的正確性和可行性，但是還需要測量裝置在在線狀態的精確度和穩定性。

表2記錄了電容在0.1μF，1μF，和10μF這三種情況下，並聯不同電阻時的測試結果。

從(cong) 表格中的數據可以看出，在C=0.1μF時，電阻的測量誤差在5%左右，電容的測量誤差為(wei) 10%左右；在C=1μF時，電阻的誤差在8%左右，電容的誤差為(wei) 9%左右；在C=10μF時，電阻的測量誤差為(wei) 17%左右，電阻和電容的誤差為(wei) 6%左右。

在線狀態下測量等效絕緣電阻和分布電容時，因為(wei) 低頻交流信號是加在隔離變壓器的中性點上的，變壓器中的電感會(hui) 對電容的測量精度產(chan) 生一定的影響。因為(wei) 電容內(nei) 部存在漏電阻，即等效在電容兩(liang) 端並聯一個(ge) 兆歐級別的電阻，實驗時將三個(ge) 電容並聯構成10μF的電容，則在電容兩(liang) 端等效並聯的電阻大大減小，所以隨著測量電阻值的增大，誤差也越明顯。